Читать онлайн «Искусство схемотехники. Том 1 [Изд.4-е]». Страница 53

Хорошо здесь то, что ток утечки находится в пикоамперном диапазоне при комнатной температуре. Плохо, что он быстро нарастает (фактически экспоненциально) с ростом температуры, грубо говоря удваивается на каждые 10 °C. В противоположность этому ток утечки базы у биполярного транзистора практически отсутствует, в действительности имеется даже слабая тенденция к его уменьшению с ростом температуры. На рис. 3.30 даны в сравнении графики зависимости входного тока от температуры для нескольких операционных усилителей в интегральном исполнении.

Рис. 3.30. Входной ток усилителя на ПТ — это ток утечки затвора, который удваивается при повышении температуры на каждые 10 °C.

ОУ с ПТ-входом имеют наименьшие значения входного тока при комнатной температуре (и ниже), однако их входной ток быстро растет с температурой, и их графики пересекают кривые усилителей с хорошо спроектированными входными каскадами на биполярных транзисторах, таких как LM11 и LT1012. Эти биполярные ОУ наряду с «призерами» среди ОУ на ПТ с p-n-переходом по минимуму входного тока, такими как ОРА111 и AD549, весьма дороги. При этом, чтобы дать представление о том, чего можно ожидать от недорогих (ценой меньше доллара) ОУ, мы включили сюда также и ОУ, являющиеся повседневной «похлебкой», такие как биполярный ОУ типа 358 и ОУ на ПТ с p-n-переходом LF411.

Ток ударной ионизации ПТ с р-n-переходом. В дополнение к обычным эффектам утечки затвора в n-канальных ПТ с p-n-переходом в гораздо большей степени проявляются токи утечки при работе с существенными уровнями UСИ и IС (ток утечки, оговариваемый в паспорте, измеряется при совершенно нереальных условиях UСИ = IС = 0!). Рис. 3.31 показывает, что происходит.

Рис. 3.31. Утечка затвора ПТ с p-n-переходом быстро растет с ростом напряжения сток-затвор и пропорциональна току стока.

Ток утечки затвора остается близким к IЗ ут до тех пор, пока мы не достигнем критического напряжения сток-затвор, при котором кривая круто взмывает вверх. Этот дополнительный ток «ударной ионизации» пропорционален току стока и он растет экспоненциально с ростом напряжения и температуры. Появление этого тока наблюдается при напряжении сток-затвор, составляющем Приблизительно 25 % от U3 макс, и он может добавлять в ток затвора микроампер и более. Очевидно, что «высокоомный буфер» с микроамперным входным током лишен смысла. Это то, что получится, если попытаться использовать 2N4868A в качестве повторителя с током стока 1 мА при напряжении питания 40 В.

Этот дополнительный ток утечки затвора есть недостаток, свойственный в первую очередь n-канальным ПТ и проявляется он при повышении напряжения сток-затвор. Проблема допускает несколько решений: а) работайте при малых напряжениях сток-затвор, либо при малом напряжении питания стока, либо используйте каскодные связи; б) используйте p-канальные ПТ с p-n-переходом, у которых этот эффект намного слабее или в) применяйте МОП-транзисторы. Самое главное, что позволит вам избежать неприятностей, — это не дать возможности захватить вас врасплох.

Динамический ток затвора. Утечка затвора — это эффект, проявляющийся на постоянном токе. Любой сигнал, поданный на затвор, неминуемо вызовет также переменный ток благодаря наличию емкости затвора. Рассмотрим усилитель с общим истоком. Как и в схеме на биполярных транзисторах, можно наблюдать эффект, вызванный просто емкостью входа относительно земли (Свх), но есть еще мультипликативный емкостной эффект Миллера, который влияет на емкость обратной связи (СОС). Есть две причины, почему емкостной эффект проявляется у ПТ более серьезно, чем у биполярных транзисторов. Во-первых, полевым транзисторам отдают предпочтение перед биполярными, когда хотят получить очень малый входной ток; при этом емкостные токи при тех же величинах емкостей принимают более угрожающие размеры. Во-вторых, полевые транзисторы часто имеют значительно более высокие значения емкостей, чем эквивалентные биполярные.

Чтобы оценить емкостный эффект, рассмотрим усилитель на ПТ, предназначенный для работы с источником сигнала, имеющим сопротивление 100 кОм. Что касается постоянного тока, то здесь нет проблем, так как ток, равный пикоамперу, создает на внутреннем сопротивлении указанного источника падение напряжения всего в микровольт. Однако на частоте, скажем, 1 МГц входная емкость в 5 пФ создает шунтирующее полное сопротивление приблизительно 30 кОм, что серьезно ослабляет сигнал. Фактически любой усилитель попадает в неприятности, имея дело с высокоомным источником сигналов на высоких частотах, и обычное решение состоит в том, чтобы работать с низким полным сопротивлением (типичное значение 50 Ом) или использовать подстраиваемый LC-контур для резонансной компенсации паразитной емкости. Ключ к пониманию проблемы состоит в том, чтобы не смотреть на ПТ-усилитель как на нагрузку сопротивлением 1012 Ом на частоте сигнала.

В качестве еще одного примера представим себе переключение 10-амперной нагрузки с помощью мощного МОП-транзистора (сколько-нибудь мощные ПТ с p-n-переходом отсутствуют), в духе рис. 3.32.

Рис. 3.32.

Кто-то может наивно предположить, что затвор можно возбудить от слаботочного выходного сигнала цифровой логической схемы, например от так называемой КМОП-логики, которая способна выдать ток порядка 1 мА при размахе сигнала от нуля до +10 В. На самом деле такая схема тут же вышла бы из строя, так как при токе возбуждения затвора 1 мА емкость 350 пФ обр. связи транзистора 2Ν6763 растянула бы процесс переключения на неспешные 20 мкс.

Но что еще хуже, динамические токи затвора (i3 = C·dUC/dt) могут проходить на выход логического устройства и вывести его из строя благодаря непредсказуемым образом возникающему эффекту, известному как «защелкивание кремниевой полупроводниковой структуры» (более подробно о нем в гл. 8 и 9). При этом оказывается, что мощные биполярные транзисторы имеют сравнимые с ПТ величины емкостей и, следовательно, сравнимые динамические входные токи; однако когда вы проектируете схему возбуждения мощного биполярного 10-амперного транзистора, вы заранее знаете, что в цепи возбуждения базы нужно обеспечить ток 500 мА или около того (через пару Дарлингтона или еще каким-либо образом), в то время как у ПТ вы скорее всего будете ожидать гарантированно низкий входной ток. И вновь в этом примере несколько потускнел блеск ПТ как прибора со сверхвысоким полным сопротивлением.

Упражнение 3.4. Покажите, что схема на рис. 3.32 переключается за время около 20 мкс, в предположении, что допустимый ток возбуждения затвора составляет 1 мА.

На рис. 3.17 показаны характеристики ПТ с p-n-переходом (зависимость тока стока от UСИ при различных (UЗИ) как в нормальном («насыщенном») режиме, так и в «линейной» области малых значений напряжения сток-исток. В начале этой главы мы привели также эквивалентную пару графиков для МОП-транзисторов (рис. 3.2). Зависимость IС - UСИ  приблизительно линейна в области UСИ, меньших UЗИ — UП, и кривые могут быть продолжены в обе стороны, так что устройство можно использовать в качестве управляемого напряжением резистора для малых сигналов любой полярности. Из формулы, выражающей IС  через UЗИ в линейной области (разд. 3.04) легко найти, что отношение IС/UЗИ равно 1/RСИ = 2k[(UЗИ — UП) — UСИ/2]. Последний член в этом выражении представляет собой нелинейность, т. е. отклонение от резистивности характеристики (сопротивление резистора не должно зависеть от напряжения). Однако при напряжениях стока существенно меньших напряжения отсечки (при UСИ -> 0) этот последний член становится совершенно незначимым, и ПТ ведет себя приблизительно как линейное сопротивление RСИ ~= 1/[2k(UЗИ — UП]. Поскольку зависящий от конкретного устройства параметр k — не та количественная характеристика, которую нам хотелось бы знать, полезнее записать RСИ ~= R0(UЗ0 — UП)/(UЗ — UП), где сопротивление RСИ при любом напряжении затвора можно определить через известное сопротивление R0, измеренное при некотором напряжении затвора UЗ0.